Проектирование и техническая реализация систем цос

Вид материала

Литература

Содержание Digital infrared camera design Многоканальное цифровое радиоприемное устройство кв диапазона Hf-band multichannel digital receiver Анализ амплитудных и фазовых ошибок в схемах линеаризации передатчиков Библиографический список Разработка имитатора канала связи декаметрового диапазона S/pdif, usb Designing of high frequency channel simulator Сложение мощностей в усилительных модулях P´ – мощность, выделяемая в одном из (N Addition of capacities in intensifying modules

Подобный материал:

• Проектирование и техническая реализация систем цос, 54.51kb.
• Проектирование и техническая реализация систем цос, 214.36kb.
• Проектирование и техническая реализация систем цос, 369.52kb.
• Описание содержания электронного умк дисциплины «Проектирование встроенных систем цос», 84.2kb.
• В. Р. Васильев, А. Г. Волобой, Н. И. Вьюкова,, 209.37kb.
• Методические указания к курсовому проектированию по дисциплине проектирование автоматизированных, 690.29kb.
• Учебно-методический комплекс по дисциплине дс. 01 -проектирование и надежность систем, 688.46kb.
• Учебно-методический комплекс дисциплины проектирование информационных систем Для студентов, 466.59kb.
• М. В. Красильникова проектирование информационных систем раздел: Теоретические основы, 1088.26kb.
• Рабочая программа учебной дисциплины (модуля) Программная реализация экспертных систем, 94.38kb.

Рис. 2. Сравнение изображений, полученных в видимом и ИК диапазонах

Дальнейшими путями модернизации программно-аппаратного тепловизионного комплекса являются:

• Создание тепловизора, позволяющего определять абсолютную температуру наблюдаемых объектов. Для этого необходимо с частотой в несколько секунд измерять внутреннюю температуру фотоприёмного устройства и корпуса тепловизора [7].
  
• Разработка серии приборов, отличающихся опциями, расширяющими сферу применения комплекса. Перспективным является создание беспроводного варианта, в котором связь тепловизора с ПК будет осуществляться посредством радиоинтерфейса.
  

Накопленный в ходе работы опыт и ряд инновационных решений могут быть использованы для разработки тепловизионных комплексов на базе других фотоприемных устройств.

Литература

1. Мирошников М.М. Теоретические основы оптико-электронных приборов. – Л.: Машиностроение, 1983.
   
2. Ллойд Дж. Системы тепловидения: Пер. с англ. Н.В. Васильченко / Под ред. А.И. Горячева. – М.: Мир, 1978.
   
3. Госсорг Ж. Инфракрасная термография. Основы, техника, применение. – М.: Мир, 1988.
   
4. Макаров А.С., Омелаев А.И., Филиппов В.Л. Введение в технику разработки и оценки сканирующих тепловизионных систем. – Казань: Унипресс, 1998.
   
5. Kester W. Switches and multiplexers. Useful design techniques and tips for switches and multiplexers. Analog Devises Inc., 2005.
   
6. Jung W.G. Op amp hardware and housekeeping techniques. Analog Devises Inc., 2005.
   
7. Алексеев В.П., Баклан А.В., Лоханин М.В., Папорков В.А. Пирометр для измерения низких температур // Физический вестник Ярославского государственного университета им. П.Г. Демидова: сб. науч. тр. Ярославль, 2006. С. 24-27.
   




DIGITAL INFRARED CAMERA DESIGN

Topnikov A., Selifontov A., Popov A.

Yaroslavl State University

14 Sovetskaya St., Yaroslavl, Russia 150000. Phone: 7-4852-797775. E-mail: dcslab@uniyar.ac.ru

Thermal imaging units (TIU) are actively used in army, building, energy sector, housing and communal services and also in EMERCOM (the Russian Ministry for Emergency Situations), customs services, medicine and in farming.

High value is shortcoming of the modern Thermal imaging units. It is, first of all, caused by high value of optical device, photoreceiving module and it's cooling system. So, it suggests the plan of designing an inexpensive digital hardware-software system on basis of thermal imaging unit TPV-1M, which is serially produced by JSC "Rostov optical-mechanical plant" (ROMZ). This device doesn't make it possible to process and to storage thermograms on the personal computer (PC), because it is fully analog device and belongs to the second generation of thermal imaging units. Photodetector, the works of mechano-optical scanning and optical systems have been taken from the initial device. An application of units of the initial device allows considerably reduce the value of device. And an application of modern componentry and algorithms of digital image processing allows considerably improve the quality of thermogram and extends the field of using device.

Hardware component of the complex is constructed by modular circuit. It will enable to develop family of TIU in the future without changing other units. FUR-129L is used in the capacity of photodetector. It's single-row 64-elemental line of solar cells on the base of PbSe. It is cooled by two-stage thermoelectric refrigerator and contains preamplifier. All 64 buses are digitized with help of analog-to-digital converter (ADC) which is built in microcontroller. It is available because of using of multiplexer ADG732 (Analog Devices). Signal from an output of a multiplexer is coming in block of amplifier and after that in an input of ADC. Control of all system is realized by microcontroller. It's goals are setting address on the multiplexer, generation a signal of transformation for ADC and data transfer by USB-bus. Connection of microcontroller with PC is realized by micro-circuitry controller of USB-bus.

Main goals of software of thermal imaging complex are digital processing of thermograms, displaing on PC screen and saving on HDD. Section of digital processing allows to change image contrast and brightness, to dispose noises. Interpolation of thermogram for its enlarging is also possible. Palette of pseudo-colors for coloring thermogram could be changed by user. Also, high-level program forms control commands to support connection of hardware module with PC by USB-bus.

Experimental facility was projected and assembled. It confirmed our suggestions. Other ways for upgrading hardware-software thermal imaging complex are:

• Projecting infrared imager which allows determining absolute temperature of observed objects. It is necessary to measure inside temperature of photo-detecting device and body of infrared imager with frequency of several seconds.
  
• Development of some devices with variety options will enlarge scope of the complex. The development of Wireless communications is long-termed. The connection of infrared imager with PC will be realized by radio interface. Cumulative experience could be useful for developing other devices based on other photodetectors.
  

Experience collected in this work can be used to develop thermal complexes based photoreceptor other devices.




МНОГОКАНАЛЬНОЕ ЦИФРОВОЕ РАДИОПРИЕМНОЕ УСТРОЙСТВО КВ ДИАПАЗОНА

Ерешко П.А.

ФГУП ”ГКБ” Связь”

Радиосвязь в КВ диапазоне, обеспечивая высокую дальность связи, отличается рядом особенностей, связанных со спецификой распространения радиоволн. Сюда относятся характерные для КВ диапазона многолучевой прием, интерференционные замирания и нестационарность условий распространения. Это порождает ряд проблем при приеме, т.к. приходится работать с сигналами, лежащими на уровне атмосферных шумов в условиях сильных помех. Устройства связи должны разрабатываться с учетом возможности адаптации к изменяющимся условиям связи – изменение рабочего диапазона с наилучшими условиями распространения и рабочих полос с минимальными помехами [1].

Основными задачами при разработке радиоприемного устройства КВ диапазона являются обеспечение оптимального коэффициента шума при достаточном усилении и минимизация нелинейных искажений во всем диапазоне рабочих частот, характеризующих основные качественные показатели изделия [2]. Обеспечение этих параметров возлагается на линейную часть цифрового радиоприемника.

Традиционно, применительно к широкополосным цифровым радиоприемным устройствам (ЦРПУ), основными структурами линейной части являются супергетеродины и приемники прямого усиления. У каждого решения имеются свои достоинства и недостатки. К достоинствам супергетеродинов относится локализация усиления, а также основной селекции в тракте промежуточной частоты (ПЧ) с помощью апериодических усилителей, возможность получения высоких показателей избирательности по соседнему каналу при использовании в тракте ПЧ кварцевых фильтров или фильтров на ПАВ. Основной и наиболее существенный недостаток супергетеродинов – наличие зеркального канала. Многоканальный радиоприем предполагает работу каждого из каналов в произвольно выбранном поддиапазоне, в зависимости от системы связи. В связи с чем, использование супергетеродинов усложняет структуру радиоприемника.

У приемников прямого усиления из недостатков можно отметить невозможность обеспечения высокой избирательности и чувствительности.

Существует альтернативный поход [3], предполагающий прямое цифровое преобразование частоты и обеспечение основной селекции в цифровом виде. Во-первых – это позволяет реализовать гибкую многоканальную систему. Во-вторых – избавится от недостатков аналоговой схемотехники, таких как разброс, дрейф параметров. Кроме того, в некоторых случаях, построение аналоговой системы с требуемыми параметрами не представляется возможным.

Современные высокодинамичные АЦП обладают достаточно высокими качественными показателями. В этом случае, для реализации потенциальных возможностей АЦП, наиболее сложным является обеспечение требуемого размаха сигнала на его входе, при минимуме нелинейных искажений различного рода. Ввиду того что усиление производится в широкой полосе, составляющей несколько октав, помимо широко описанных в литературе нелинейных искажений 3-го порядка, важную роль играет уровень искажений 2-го порядка, т.к. гармоника мешающего сигнала со значительным уровнем и комбинационные составляющие 2-го порядка также будут присутствовать в спектре сигнала на входе АЦП. Таким образом, многоканальное широкополосное ЦРПУ целесообразно строить на основе структуры прямого цифрового преобразования, при условии обеспечения описанных выше требований. В результате анализа различных вариантов построения ЦРПУ была выбрана структурная схема, представленная на рис. 1.



Рис. 1.

Особое внимание было уделено минимизации уровня интермодуляционных искажений и собственных шумов. Для этого каскады усиления выполняются по схеме, обеспечивающей дифференциальную компенсацию четных гармоник. Это решение позволяет получить значительное увеличение IP2 и дополнительное улучшение IP3. В качестве усилительных элементов использованы малошумящие сдвоенные усилители. Выбор сдвоенных усилителей обусловлен минимальным разбросом параметров в пределах кристалла для работы в дифференциальной схеме. В результате предпринятых мер были получены следующие динамические параметры: IP2 > 80 дБм, IP3 = 45 дБм при работе в широкой полосе 1...32 МГц. На входе широкополосного усилителя имеется отключаемый преселектор, выполненный с использованием субоктавных полосовых фильтров 5-го порядка,

Процессор ЦОС реализован на базе ПЛИС фирмы Xilinx, выполненной по технологии FPGA, что позволило построить гибкую, реконфигурируемую систему.

На основании проведенных исследований сделан вывод о рациональности построения широкополосного тракта ЦОС с двойным преобразованием частоты, что позволяет оптимально использовать вычислительные ресурсы ПЛИС. Тракт цифровой обработки выполнен по схеме приведенной на рис. 2 и включает в себя цифровой преселектор, квадратурный гетеродин, комплексный умножитель, децимирующие фильтры Хогенауэра [4] с корректирующим фильтром и FIR-фильтры точной селекции [5]. Применение цифровых преселекторов на основе полуполосных децимирующих КИХ-фильтров позволяет сэкономить значительное количество вычислительных ресурсов ПЛИС. Отличительной особенностью данного класса фильтров, помимо симметрии, является вдвое меньшее количество операций умножения и сложения, т.к. каждый второй коэффициент импульсной характеристики нулевой.

Как известно, основным недостатком квадратурных гетеродинов на основе прямого цифрового синтеза является наличие в спектре выходного сигнала паразитных дискретных составляющих, связанных с усечением разрядности аккумулятора фазы. Для устранения данного недостатка при первом преобразовании частоты, разрядность аккумулятора выбрана равной входной разрядности таблицы преобразователя фазы в амплитуду. Это естественно приводит к уменьшению частотного разрешения, но, в связи с использованием двойного цифрового преобразования частоты, не представляет проблемы, т.к. выходной сигнал цифрового преселектора поступает на второй квадратурный преобразователь, обеспечивающий высокое частотное разрешение.



Рис. 2.


Для увеличения динамического диапазона, свободного от паразитных составляющих второго квадратурного гетеродина, используется популярная техника рандомизации ошибок квантования выходного сигнала (dithering). Это позволяет уменьшить уровень паразитных дискретных составляющим на 12 дБ, или сократить размер таблицы преобразователя фазы в амплитуду в 4 раза.

Принятые меры позволили получить значительную экономию наиболее ценных ресурсов ПЛИС – аппаратных умножителей в полуполосных фильтрах и блоков памяти при построении многоканальной системы.

Описываемые решения опробированы на практике и реализованы в виде блока ЦРПУ-КВ. Блок включает в себя до 32-х вторичных каналов приема с целочисленной или дробной децимацией (полифазный режим) и шириной от 3 до 100 кГц. Для прослушивания сигналов с аналоговыми видами модуляции предусмотрен аппаратный демодулятор АМ, ФМ и ОБП. Для обеспечения помехоустойчивости аппаратного и программного демодуляторов реализована цифровая АРУ. Помимо традиционных вторичных каналов имеется возможность широкополосной регистрации сигналов в полосе до 7МГц в реальном времени. Дополнительно в ЦРПУ имеется возможность организовать широкополосный буфер данных АЦП для панорамного обзора всего КВ-диапазона или реализовать цифровую линию задержки с помощью ОЗУ размером 128 Мбайт. Линия задержки позволяет иметь копию обрабатываемого сигнала, задержанную на 0,3 с.

ЦРПУ-КВ имеет встроенный синтезатор частоты дискретизации АЦП. Для приема сигналов цифровых систем связи важен низкий уровень фазовых шумов, который у ЦРПУ-КВ менее 115 дБн/Гц при отстройке 10 кГц. Синхронизация модуля возможна как от внутреннего термокомпенсированного генератора, стабильность которого составляет 2*10-6, так и от внешнего источника. Также имеется возможность синхронизации нескольких устройств, а также подачи секундных (1PPS) меток от устройства GPS.

Передача данных и управление всеми режимами работы осуществляется с помощью интерфейса USB 2.0. Выбор интерфейса передачи данных обусловлен его доступностью, универсальностью и достаточной производительностью. В ЦРПУ интерфейс позволяет передавать данные на скорости до 40 Мбайт/с.

Конструктивно ЦРПУ-КВ выполнен в алюминиевом корпусе типа RiCase фирмы Rittal и имеет вид призмы с прямоугольным основанием с общими габаритами 342х310х85 мм и массой 5,5 кг.

На ЦРПУ-КВ разработан комплект документации и он готов к серийному производству. Таким образом, принятые решения позволили создать перспективное, многофункциональное изделие, эффективность которого была подтверждена испытаниями.

Литература

1. Головин О.В. Профессиональные радиоприемные устройства декаметрового диапазона. М.: Радио и связь, 1985.
   
2. Рэд Э. Справочное пособие по высокочастотной схемотехнике. М.: Мир, 1990.
   
3. Побережский Е.С. Цифровые радиоприемные устройства. М.: Радио и связь, 1987.
   
4. E. B. Hogenauer. An economical class of digital filters for decimation and interpolation. EEE Transactions on Acoustics, Speech and Signal Processing, ASSP – vol. 29 № 2, pp 155-162, April 1981.
   
5. Гольденберг Л.М., Матюшкин Б.Д., Поляк М.Н. Цифровая обработка сигналов. М.: Радио и связь, 1990.
   
6. Патент на полезную модель №59354 Российской Федерации МПК H04L 27/34. Широкополосное многоканальное радиоприемное устройство КВ диапазона / Боташев Б.М., Василенко В.А., Емельянов Г.С., Ерешко П.А., Щербинин В.И..
   




HF-BAND MULTICHANNEL DIGITAL RECEIVER

Yereshko P.

Federal State Unitary Enterprise “GKB”Sviaz”

Providing a high distance of communication, HF-band radio communication is notable for a number of features relating to specificity of radio wave propagation. These features are typical for HF-band multipath reception, interference fading, and nonstationarity of propagation conditions. It causes a number of reception problems relating to necessity of signals` processing on the level of atmospheric noise under the conditions of strong interference.

Main problems are considered which appear at designing broad-band receivers. Variants of construction of determining general qualitative characteristics input part are described. On the basis of capabilities of modern high-dynamic ADC, construction of system with double digital frequency conversion and main selection in a digital form is planned to provide high dynamic characteristics of input path.

Specific for broad-band path intermodulation distortions and ways of increase of IP2 and IP3 parameters in providing a required signal swing in ADC input amplifiers are described. Block diagram of the digital receiver is given; features of its components realization are considered. On the basis of performed analysis, conclusion is drawn about rationality of construction of digital signals` processing broad-band path with double frequency conversion that allows using optimally FPGA computational resources without noise and dynamic parameters` degradation.

It is shown that application of half-band decimating FIR-filters jointly with the first quadrature heterodyne allows constructing resources-economy digital preselectors, in heterodyne spectrum of which there are not spurious products. Accumulator capacity of heterodyne equals to capacity of phase-amplitude converter table.

Problems of practical realization of broadband digital radio receiver on example of the developed unit ZPRU-KV are considered. Functions of control and data transmission are realized with the use of the widespread interface USB 2.0 which provides a required productivity. Features, capabilities, and characteristics of developed unit ZPRU-KV are presented which implements described solutions in practice.




Анализ амплитудных и фазовых ошибок в схемах линеаризации передатчиков

Мороз А.Н., Панков В.Л., Нефедов В.И., Карпов М.А., Стариковский А.И., Соломатин Н.С.

Московский государственный институт радиотехники, электроники и автоматики (ТУ)

119454, Москва, проспект Вернадского 78, тел. 434-9156

Сейчас известно много методов линеаризации характеристик СВЧ-усилителей мощности передатчиков. В основном на выбор приемлемого метода линеаризации влияют требования к уровням интермодуляционных искажений в спектре выходного сигнала.

Одной из основных проблем, стоящих перед разработчиками мощных широкополосных СВЧ-усилителей передатчиков для систем связи, является уменьшение уровней интермодуляционных искажений (ИМИ), а также эффектов, называемых амплитудно-фазовой конверсией (АФК). Чтобы повысить эффективность подобных схем, необходимо: линеаризировать передаточные характеристики СВЧ-усилителя, а также снизить искажения, возникающие в самом каскаде при работе с групповым (многочастотным) сигналом. Для этого применяют корректоры линейности характеристик усилителей. На практике сложно выбрать схему корректора характеристик, потому применяют оптимизацию по различным показателям: полосе пропускания канала, требуемой эффективности подавления ИМИ и т.п. В настоящее время известны такие системы коррекции характеристик:

• системы линейного усиления с использованием нелинейных компонентов;

• системы с прямой связью;

• системы адаптивного широкополосного предыскажения;

• системы с предварительным подавлением и последующим восстановлением несущих группового сигнала.

В системах адаптивного широкополосного предыскажения перед СВЧ-усилителем мощности вводится корректор, включающий в себя электронно-управляемые аттенюатор и фазовращатель, который вносит предыскажение, чтобы линеаризовать АХ и ФАХ системы «корректор – нелинейный усилитель».

В системах с цифровой модуляцией находят применение схемы, отслеживающие изменения синфазной и квадратурной составляющих. К преимуществам подобных схем можно отнести то, что в процесс линеаризации оказывается включенным не только выходной усилитель, но и предварительный усилитель и преобразователь частоты. Обычно, применяя на практике подобную схему, высокую степень подавления ИМИ в выходном спектре можно обеспечить для одной несущей частоты или для нескольких рядом стоящих частотно-разделенных каналов связи. Практические схемы СВЧ-усилителей были разработаны для частот от 200 МГц до 2 ГГц. Уровни подавления ИМИ 3-го порядка при этом составляли от 25 дБ до 40 дБ.

В системах линейного усиления с использованием нелинейных компонентов, построенных с применением методов линейного усиления, применяют синтезаторы радиочастоты. Под этим считается, что «линейный» спектр возникает только на выходе передатчика. При этом все нелинейные процессы внутри самого усилителя остаются неизменными.

Для линеаризации современных мощных СВЧ-усилителей базовых станций сотовой связи, в настоящее время разрабатываются двухпетлевые схемы корректоров с прямой связью. В первой петле происходит подавление несущей, выделение ИМИ и инвертирование их по фазе, а во второй петле – линейное усиление ИМИ, после чего происходит подавление ИМИ в выходном спектре.

Главной проблемой корректоров с прямой связью является снижение КПД за счет суммирования сигналов на выходе усилителя. Повысить КПД подобных систем возможно, применив несимметричные сумматоры на связанных линиях. При этом в балластной нагрузке рассеивается не половина мощности несущих (как в 3 дБ направленном ответвителе), а около 10 . Кроме того данное конструкторское решение позволяет применить балластные сопротивления, рассчитанные на меньшую мощность. Однако помимо этого необходимо учитывать амплитудные и фазовые ошибки, возникающие при сложении сигналов на выходе усилителя.

Для подавления несущих на выходе сумматора, на один вход которого подается неискаженный входной сигнал, а на второй вход — выходной усиленный сигнал с ИМИ, необходимо, чтобы их амплитуды были бы одинаковы, а сдвиг фаз был бы 180°. На практике существует определенный порог ограничения несущих. Зная пороги ограничения несущих, можно определить степень их подавления при входной мощности — P₁ и выходной мощности в сумматоре — P_вых.

Возможны два варианта минимизации фазовых ошибок. Первый вариант заключается в работе с постоянными уровнями входных сигналов. Второй вариант подразумевает введение дополнительных автоматических схем управления, которые построены по принципу корректоров с предыскажением и сводят к минимуму амплитудные и фазовые ошибки в цепи подавления несущих.

Значительно повысить КПД корректоров и уменьшить фазовые ошибки можно, применив амплитудные детекторы в цепях коррекции фазы схемы управления. В цепь необходимо ввести сумматоры, на которые подаются искаженный P_а и неискаженный P_б сигналы. Электрическая длина каждого из двух участков пути до сумматора должна быть различной (например, в соотношениях фазового сдвига это может быть 175° и 185°). Таким образом устанавливается связь между уровнем мощности и фазовым набегом. При этом в случае равенства амплитуд P_а и P_б, на входе цепи коррекции фазы будет нулевое напряжение.

Использование амплитудных детекторов в цепях коррекции фазы выгодно отличает предложенный корректор от остальных, так как в этом случае практически отпадает проблема дополнительной подстройки фаз в двух каналах в цепи подавления несущих.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Kenington P.B., Methods Linearize RF Transmitters And Power Amps. Microwaves & RF, December 1998.




analysis of amplitude and phase errors in linearization systems of transmitters

Moroz A., Pankov V., Nefedov V., Karpov M., Starikovskij A., Solomatin N.

MIREA

A great deal of methods of linearization of microwave power amplifiers’ characteristics are known today of transmitters. The choice of the acceptable method of linearization is generally dictated by the requirements for intermodulation distortions levels in the output signal spectrum.

For the present a great deal of RF-amplifier linearization circuits are known. The choice of the eligible circuit is influenced by the requirements to the intermodulation distortion (IMD) level in the output spectrum. The fundamental tasks of these circuits are: minimization of the generated nonlinear distortion at the frequency conversion stage and minimization of the distortion originating in the amplifier while working with a multicarrier signal. In practice it is rather difficult to choose any particular correction circuit because the various circuits offer optimization on various parameters such as: the passband of the channel, required efficiency IMD limitation etc. As an example of the modern power amplifier linearization circuits for communication systems it is worth mentioning these:

• broadband adaptive predistortion systems;

• systems with carrier suppression and restoration;

• linear amplification systems with nonlinear components;

• feedforward systems.

In systems where digital modulation is applied the circuits trace not amplitude and phase variations but inphase and quadrature components. The advantage of these circuits is that not only power amplifier but also preamplifier and frequency converter are involved in linearization process. The practical I/Q feedback circuits were designed for the frequencies from 200 MHz up to 2 GHz. Thus the third-order IMD limitation levels from 25 dB up to 40 dB were achieved.

At the present time feedforward circuits are being developed for the linearization of modern power base station amplifiers. The fundamental problem of feedforward correctors is the reduction of the power-added efficiency (PAE) as a result of signal summation at the amplifier’s output. It is possible to improve the PAE of such systems having applied combiners on non-regular coupled lines. Thus not half of the carrier power (as in 3-dB directional coupler) but about 10 . Besides the given design decision allows to apply ballast load designed for a smaller power. However it is necessary to take into account amplitude and phase errors originating in the output power combiner.

For the carrier limitation in the combiner where the first input signal is undistorted and the second – the output amplified signal with IMD it is necessary that their amplitudes would be identical and the phase shift would be 180°. If the amplitude and phase thresholds are known it is possible to define a level of carrier limitation. The simulation shows a greater dependence of the carrier limitation level upon phase errors rather than upon amplitude errors.

Phase errors minimization is possible due to introduction of additional automatic control circuits based on a predistortion principle. These control circuits can reduce amplitude and phase errors in the carrier limitation loop to a minimum.

REFERENCES

1. Kenington P.B., Methods Linearize RF Transmitters And Power Amps. Microwave & RF. December 1998.
   




РАЗРАБОТКА ИМИТАТОРА КАНАЛА СВЯЗИ ДЕКАМЕТРОВОГО ДИАПАЗОНА

Мошонкин В.А., Марков М.М., Казанцев А.А., Хворенков В.В.

Филиал ОАО «СРЗ» КБ «Радиосвязь»

При проектировании и тестировании приемопередающей аппаратуры различных волновых диапазонов возникает потребность в использовании устройств имитации радиоканалов[1,3]. Такие устройства должны в реальном времени обеспечивать моделирование искажений сигналов в каналах связи в соответствии с имеющим место в радиоканалах набором помех. Наибольшую сложность представляется моделирование диспергирующих каналов с многолучевым распространением сигналов, в том числе каналов декаметровой связи.

Создание имитатора радиоканалов позволяет разработчикам экономить время и средства при проектировании и отладке приемопередающей аппаратуры, в особенности, устройств связи на дальние расстояния (аппаратура, работающая в диапазоне коротких (КВ)[3].

Проводя сравнительный анализ известных имитаторов, можно сделать вывод, что они предназначены для имитации передачи речевого (тонального) сигнала в диапазоне от 300Гц до 3400Гц через коротковолновый канал. Характеристики имитатора канала различные у всех производителей, но все удовлетворяют рекомендациям международного союза телекоммуникации (таблица 1).

Таблица 1.

Параметр	Имитатор НПП «Модуль» (Пенза)	MDM – 3001 Rockwell Collins	Real-Time HF Channel Simulator (Signion systems)	Рекомендации ITU-R F. 520	Разрабатываемый имитатор
Полоса частот канала, Гц	300 – 3400	300 – 3400	300 – 3400	не указано	до 25000
Кол-во лучей	до 3	до 2	3	2	до 3
Коэффициент передачи лучей, дБ	от 0 до 100	от 0 до 20	от 0 до 30	не указано	от 0 до 100
Время задержки между лучами, мс	от 0 до 100	от 0 до 10 с шагом 1	от 0 до 8	от 0 до 5	от 0 до 8
Частота замираний каждого луча, Гц	от 0 до 10	0; 0,1; 0,2; 0,5; 1; 2; 5; 8; 10	не указано	10; 5; 1;1.5; 0.5;0.1;	30;10; 8; 5; 2; 1;1.5; 0.5; 0.2;0.1
Частотный сдвиг, Гц	±100	±15	±10	не указано	±100
Мощность белого шума, дБ	от -80 до 0	от -30 до 50	От -12 до 30	от -40 до 0	от -30 до 50
Имитация селективной помехи	да	да	да	ширина от 0.1кГц до 1.2кГц	ширина от 0.1кГц до 1.2кГц
Имитация широкополосного сигнала	ПРС	нет	нет	не указано	ПРС и ППРЧ
Реализация	аппаратно-програмная	аппаратная	аппаратная	не указано	аппаратно-програмная
Интерфейс	RS-232	RS-422/423	LSB, USB	не указано	S/PDIF, USB

Однако имеются и недостатки. Ни один из рассмотренных имитаторов не позволяет осуществлять имитацию широкополосного сигнала, не поддерживает режим имитации с переменными задержками между лучами, а так же все они имеют неудобный пользовательский интерфейс.

Таким образом, на сегодняшний день требуют решения следующие задачи:

1. Имитации каналов связи для широкополосных сигналов с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты (ППРЧ) и широкополосных сигналов, полученных прямым расширением спектра (ПРС).

2. Имитации КВ канала с переменной задержкой между лучами.

Следовательно, разработка имитатора декаметрового канала связи, отвечающего рекомендациям ITU-R (сектор радиосвязи международного союза телекоммуникации) [2] с возможностью имитации узкополосных и широкополосных сигналов, в котором будут учтены недостатки известных аналогов, является актуальной задачей.

Имитатор коротковолнового канала выполнен в виде отдельного прибора. Он имеет цифровой вход S/PDIF, порт управления (универсальный синхронный порт USB), 3 аналоговых выхода для диапазона частот до 200МГц. Состоит из блоков цифровой обработки сигналов (ЦОС), выполненного на базе микропроцессора ADSP-21364, автоматической регулировки уровня (АРУ), полосовых фильтров и синтезатора частоты.

Входные отсчеты сигнала формируются на персональном компьютере (ПК) и передается на блок ЦОС имитатора по интерфейсу S/PDIF. Характеристики коротковолнового канала связи и команды управления работы имитатором (режим работы имитатора, несущая частота или несколько (для режима ППРЧ), задержка лучей, коэффициент передачи лучей и др.) передаются по интерфейсу USB. Выбор данных интерфейсов связи с ПК обуславливается архитектурой и поддерживаемыми интерфейсами выбранного сигнального процессора. Интерфейс S/PDIF поддерживают в настоящее время все современные звуковые карты ПК.

Структурная схема имитатора приведена на рис. 1.



Рис. 1. Структурная схема имитатора канала.

Исходными данными для работы имитатора являются: режим работы имитатора (ПРС/ППРЧ/узкополосный; переменные/постоянные задержки), задержка между лучами(τ₁₂ и τ₁₃ – задержка между первым и вторым, первым и третьим лучом соответственно), коэффициент передачи лучей, мощность аддитивного шума, скорость изменения замираний b, режим работы имитатора с переменными задержками между лучами. Частотный сдвиг сигнала осуществляется блоком управления синтезатором частоты.

Первой отличительной особенностью имитатора является переменная задержка между лучами. Частота изменения времени задержки между лучами τ₁₂ и τ₁₃ равна скорости изменения замираний b.

Диапазон изменения задержки между лучами описывается формулой 1.

[мс], (1), где - новая задержка i луча относительно первого, - исходная задержка i луча, - изменение задержки i луча. Величина изменяется по нормальному закону.

Второй отличительной особенностью разработанного имитатора является имитация широкополосных сигналов. Если имитируем сигнал ППРЧ, то источником данных является отсчеты низкочастотного узкополосного сигнала, а блок управления синтезатором изменяет несущую частоту сигнала по установленному закону. Если имитируется сигнал с ПРС, то источником данных являются отсчеты низкочастотного широкополосного сигнала.

Результатом работы имитатора, являются отсчеты сигнала, прошедшего через канал с замираниями и аддитивным шумом. Полученные отсчеты сигнала передаются на квадратурный синтезатор частоты, в результате чего получаем выходной сигнал Z’(t).

Сигнал, прошедший через КВ канал связи можно представить в квадратурном виде [4]:

, (2)

где n-количество лучей, n(t)-аддитивная помеха, g_i-коэффициент передачи i-го луча, и – коэффициенты передачи лучей в квадратурном представлении, передаваемый сигнал ­– , k – номер гармоники, C_k – амплитуда гармоники, ω₀ – несущая частота, φ_k – фаза сигнала.



Рис.2 Случайный процесс изменения сигнала на выходе канала: а – изменение амплитуды луча во времени, б – плотность распределения амплитуды, в – изменение фазы луча во времени, г – плотность распределения фазы.

Случайный процесс изменения передаточной функции КВ канала можно представить в виде:
1.  – изменения амплитуды сигнала, 2.  – изменение фазы сигнала, где g_I и g_Q - нормально распределенные величины. Следовательно, коэффициенты передачи канала формируются генератором нормального распределения.

Результатом работы блока формирования коэффициентов передачи канала (рис.2) является случайный процесс, описывающий распространение лучей в канале связи, амплитуда случайного процесса распределена по закону Релея (рис. 2а), а фаза – равномерно (рис. 2в), что соответствует реальному распространению радиосигнала в КВ канале связи.

Результат работы имитатора КВ канала, при прохождении через него гармонического сигнала с единичной амплитудой представлен на рис.3. При этом использовались следующие характеристики имитируемого КВ канала: отношение сигнал/шум 30дБ, скорость замираний 1Гц, задержка между вторым и третьим лучами относительно первого 1мс и 2мс соответственно, коэффициент передачи каждого луча 1.



Рис. 3 Выходной сигнал: а – синфазная составляющая, б – квадратурная составляющая.

Таким образом, в результате выполнения настоящей работы были разработаны программно – аппаратные средства, позволяющие имитировать прохождение узкополосных и широкополосных сигналов через КВ канал связи с постоянными и переменными задержками между лучами.

Литература

1. David A. Sutherland Jr. Software Implementation of a Wideband HF Channel Transfer Function. - Report 98-348, NTIA, 1998. –107 с.
   
2. ITU-R RECOMMENDATION F. 520 USE OF HIGH FREQUENCY IONOSPHERIC CHANNEL SIMULATORS, 1992. –4 с.
   
3. Галкин, А.П., Лапин, А.Н., Самойлов, А.Г. Моделирование каналов систем связи. М.:Связь,1979. – 96 с.
   
4. Финк, Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. Изд. 2-е, переработанное и дополненное.– М.: Советское радио, 1970. – 727 с.
   




DESIGNING OF HIGH FREQUENCY CHANNEL SIMULATOR

Moshonkin V., Markov M., Kazantsev A., Hvorenkov V.

Branch of Joint-Stock Company "SRZ" KB "Radiosvyaz"

When designing and testing two-way radio equipments, which operate in different wave ranges, we should use channel simulators [1,3]. Such devices should in real time provide signal distortion modeling in communications channels in accordance with existing types of noises. The most difficult thing is to simulate dispersed channel with multi-path signal propagation, such as high frequency ionospheric channel.

Channel simulator designing allows the developers to save time and resources to design and debug two-way radio equipments, especially, communication devices for large distances (HF devices) [3].

The result of comparing of known HF channel simulators (such as MDM - 3001, Real-Time HF Channel Simulator, Simulator NPP "Module") is that none of them does not support broadband signal imitation, does not allow to change time delay between rays, and also all of them have an uncomfortable user interface.

So, the tasks to be solved for today are following:

1. Channel simulation for broadband signal, using pseudorandom tuning of operating frequency, and for broadband signal, got by direct spectrum spreading.

2. HF channel simulation with variable delay between rays.

The simulator was executed, using ADSP-21364 microprocessor. It has two link interfaces with personal computer (PC): S/PDIF, USB. USB interface is used to control simulator operating conditions and to boot initial data. Input signal samples are sent from PC to digital information processing block of simulator, using S/PDIF interface. Simulator supports narrow-band and broadband signal imitation modes, and also it allows changing time delay between rays.

As a result we have designed the firmware, which allows imitating narrow-band and broadband signal propagation through HF channel with fixed or variable time delay between rays.

Reference

1. David A. Sutherland Jr. Software Implementation of a Wideband HF Channel Transfer Function. - Report 98-348, NTIA, 1998. –107 p.
   
2. ITU-R RECOMMENDATION F. 520 USE OF HIGH FREQUENCY IONOSPHERIC CHANNEL SIMULATORS, 1992. –4 p.
   
3. Galkin, A.P.,Lapin, A.N., Samojlov, A.G. Channels Simulation of Communication Systems. M.:Svyaz, 1979. – 96 p.
   
4. Fink, L.M. Theory of discrete message transmits. Second Edition.– М.: Sovetskoe Radio, 1970. – 727 p.
   




СЛОЖЕНИЕ МОЩНОСТЕЙ В УСИЛИТЕЛЬНЫХ МОДУЛЯХ

Попов Е.А., Малыгина О.А., Железнова С.Е., Бузылев Ф.Н., Оганян А.Б.

Московский государственный институт радиотехники, электроники и автоматики (ТУ)

119454, Москва, проспект Вернадского 78, тел. 434-9156

В настоящее время набольшее распространение в выходных усилителях получили двухтактные схемы включения транзисторов. В частности, это необходимо для работы в широком диапазоне частот и размещения большего числа каналов связи. В диапазоне дециметровых волн требуется быстрая перестройка частоты и обеспечение широкой полосы пропускания усилителей, в частности: 500…1000 МГц, 1000…2000 МГц. Применение на этих частотах усилителей с перестраиваемыми резонансными контурами затруднено, поскольку из-за введения устройств автоматической перестройки усложняется конструкция всего усилителя. Следовательно, переход к широкодиапазонным двухтактным усилителям оправдан и позволяет обойтись без подстроечных элементов, что, безусловно, повышает надежность системы в целом. На первый взгляд может показаться, что из-за удвоенного количества активных элементов в двухтактных усилителях, размеры аппаратуры тоже значительно возрастают. Однако, поскольку переход к широкополосным схемам позволяет снизить токи и напряжения на реактивных элементах их колебательных систем, то, следовательно, уменьшается и их масса и габариты. Правда, с другой стороны, необходимость выравнивания в каждом каскаде коэффициента усиления по мощности (K_р) на всей полосе пропускания усилителя может вести к уменьшению абсолютного значения K_р и, как следствие, к увеличению общего количества усилительных каскадов.

Обычно двухтактные балансные усилители применяют в оконечных каскадах мощных усилительных модулей, в которых транзисторы работают с отсечкой тока в режиме В. В подобных устройствах угол отсечки выбирается близким к 90°. Это необходимо для обеспечения максимального коэффициента усиления по мощности. В системах связи часто транзисторы переводят в режим АВ, который отличается большей линейностью АЧХ и ФЧХ, чем режим В. Если требуемая выходная мощность передатчика превышает номинальную выходную мощность транзистора на данной рабочей частоте, применяются схемы сложения мощностей. Параллельное включение транзисторов используется крайне редко из-за значительного ухудшения параметров усилительного модуля, так как при параллельном включении транзисторов не только снижается надежность схемы из-за сильного разброса их параметров, но и возникает опасность самовозбуждения усилителя. Кроме того, снижаются входные и нагрузочные сопротивления транзисторов.

Вследствие этого, для получения высокой выходной мощности необходимо применять схемы сложения мощностей многих однотипных транзисторов, которые, как правило, работают синфазно, в одном и том же режиме и выдают в нагрузку одинаковую мощность.

Построение усилителя на базе конструктивно законченных усилительных модулей повышает его надежность, упрощает его техническое обслуживание, позволяет унифицировать элементную базу передатчиков различной мощности, работающих в одном частотном диапазоне. К недостаткам модульных устройств стоит отнести наличие большого числа межмодульных соединений, гнезд и т.п., а также сложность коммутирующих устройств при использовании схем обхода отказавшего модуля. Также, в ряде случаев, недостатком является бинарность входов сумматоров (количество входов – 2ⁿ). Например, при необходимости сложения мощностей 10-и усилительных модулей приходится использовать сумматор на 16, что может значительно повысить стоимость всего передатчика.

В передающей технике применяются только сумматоры с развязкой входов, в силу того, что при использовании простой схемы без развязки, невозможно корректно сложить мощности одиночных усилителей, если хотя бы один из них выйдет из строя.

При бинарном сложении мощностей общее число суммируемых одиночных усилителей составляет N = 2^m, где m = 1, 2, 3, … – число ступеней мостового сумматора.

К мостовым устройствам относятся многополюсники, с помощью которых обеспечивается совместная и взаимно независимая работа нескольких генераторов (усилителей) ВЧ колебаний на общую нагрузку. Мостовые сумматоры обычно анализируются по следующим основным параметрам:

• количество подключенных развязанных генераторов (усилителей мощности), N;
  
• коэффициент деления мощности m. При N >2, как правило, m = 1;
  
• мощность P источников суммируемых мощностей, Вт;
  
• номинальное сопротивление входов сумматора, Ом;
  
• коэффициенты отражения – Г; КСВ.
  

Величины, характеризующие отражение от входов (выходов) из-за рассогласования реальных входных и выходных сопротивлений сумматора (делителя) с номинальными сопротивлениями нагрузки и источника; рабочая полоса частот, Гц; потери мощности в сумматоре, дБ; развязка входов сумматора мощности, дБ: , (1), где P´ – мощность, выделяемая в одном из (N–1) резисторов; P – мощность, отдаваемая источником в номинальную нагрузку.

Для систем сотовой связи стандартов CDMA и TDMA, которые работают в диапазонах 800…900 МГц, 1800…1910 МГц, характеристики мостовых сумматоров (делителей) обычно находятся в пределах следующих величин:

• количество суммируемых усилителей мощности N = 2 – 16;
  
• максимальная пиковая мощность, P = 2 кВт;
  
• КСВ по напряжению при полной нагрузке – от 10,0 – 1 до 1,2 – 1;
  
• развязка входов сумматора: 45 – 70 дБ;
  
• потери мощности в сумматоре: 3 – 8 дБ.
  

Рис. 1. Двухвходовый сумматор мощности

Наиболее хорошо показали себя сумматоры с двумя входами (рис.1), которые используются как в системах сотовой связи, персональных системах связи, так и в радиолокационных системах. Они позволяют параллельно суммировать мощности большого количества независимых, развязанных (усилителей и имеют наименьшие потери.

Литература

1. Westcott R.J. Investigation of multiple FM/FDM carriers through a satellite TWT operating near saturation //Electronics Record. "Proc. IEEE", vol. 144, №5. – 1967, p. 726-740.
   
2. Golio M., Low Voltage Electronics for Portable Wireless Applications: An Industrial Perspective, 1998 IEEE MTT-S Digest, p. 319.
   
3. Kenington P.B., Methods Linearize RF Transmitters And Power Amps. Microwave & RF. December 1998.
   




ADDITION OF CAPACITIES IN INTENSIFYING MODULES

Popov Е., Malygina O., Zheleznova S., Buzylyov F., Oganjan A.

The Moscow State Institute of Radiotechnics, Electronics and Automatics (Technical University)

Prospekt Vernadskogo 78, Moscow, Russia, 119454, Tel. (095) 434-91-56

In systems of communication (connection) the greatest distribution was received with duple circuits of inclusion of transistors. In particular, it is necessary for work in a wide range of frequencies and accommodations of the greater number of liaison channels. In a range of decimeter waves fast reorganization of frequency and maintenance of a wide passband of amplifiers, in particular is required: 220…440 MHz, 500…1000 MHz, 1000…2000 MHz. Application on these frequencies of amplifiers with перестраиваемыми resonant contours is complicated, as because of introduction of devices of automatic reorganization the design of all amplifier becomes complicated. Hence, transition to broadband to duple amplifiers is justified and allows to do without tuning elements, that, certainly, raises reliability of system as a whole.

At first sight can seem, that because of the double quantity(amount) of active elements in duple amplifiers, the sizes of the equipment too considerably grow. However, as transition to broadband circuits allows to lower currents and pressure(voltage) on jet elements of their oscillatory systems, hence, decreases both their weight and dimensions. To tell the truth, on the other hand, necessity of alignment for each cascade of factor of amplification(strengthening) on capacity (K_р) on all passband of the amplifier can conduct to reduction of absolute value K_р and, as consequence(investigation), to increase in total of intensifying cascades.

Duple balancing amplifiers are applied in terminal cascades of powerful intensifying modules in which transistors work with отсечкой a current 90 °. In similar devices the corner отсечки gets out close to 90°. It is necessary for maintenance of the maximal factor of amplification on capacity. In systems of communication(connection) frequently transistors translate in mode АВ which differs greater linearity of characteristics, than a mode of Century.

In a case when required target capacity of the transmitter exceeds nominal target capacity of the transistor on the given working frequency, circuits of addition of capacities are applied. Parallel inclusion of transistors is used extremely seldom because of significant deterioration of parameters of the intensifying module as at parallel inclusion of transistors not only reliability of the circuit because of strong disorder of their parameters is reduced, but also there is a danger of self-excitation of the amplifier. Besides entrance and loading resistance of transistors are reduced.

REFERENCES

1. Westcott R.J. Investigation of multiple FM/FDM carriers through a satellite TWT operating near saturation //Electronics Record. "Proc. IEEE", vol. 144, №5. – 1967, p. 726-740.
   
2. Golio M., Low Voltage Electronics for Portable Wireless Applications: An Industrial Perspective, 1998 IEEE MTT-S Digest, p. 319.
   
3. Kenington P.B., Methods Linearize RF Transmitters And Power Amps. Microwave & RF. December 1998.
   




Аппаратная реализация DVB-S2 декодера LDPC на плис

Чикин А.В.

ФГУП НИИ Радио, Москва, e-mail: avchikin@mail.ru

В 1962 году Галлагером [1] был предложен код с малой плотностью проверок на четность, получивший название низкоплотный (Low Density Parity Check). Несмотря на то, что методы итеративного декодирования данного кода позволяют приблизиться к границе Шеннона для каналов с аддитивным гауссовым шумом (АБГШ), долгое время коды оставались без применений в силу сложности технической реализации декодеров. В настоящее времени развитие элементной базы создает условия для использования данных кодов.

Для доставки пользовательского и служебного трафика (телевидение, интернет и т.п.) по спутниковым каналам, а также для организации интерактивных спутниковых сетей международная организация ETSI утвердила стандарт DVB-S2 [2], являющийся развитием предыдущего стандарта DVB-S [3]. Отличительной особенностью данного стандарта является использование низкоплотных кодов с набором скоростей ¼, 1/3, 2/5, ½, 3/5, 2/3, ¾, 4/5, 5/6, 8/9, 9/10, а также длинами кодовых комбинаций, которые равны 16200 для коротких кадров и 64800 для полных кадров.

Среди итеративных процедур декодирования известны алгоритмы sum–product и min–sum [5]. Несмотря на то, что алгоритм min­–sum по эффективности проигрывает sum–product, в технических приложениях он часто берется за основу в силу существенно меньшей сложности. В стандарте DVB-S2 длина кодовых слов обосновывает такой выбор.

В работе [4] описывается процедура декодирования LDPC кода, ориентированная на реализацию в ASIC. Декодирование подразумевает итеративный обмен сообщениями между информационными, проверочными и кодовыми узлами. Необходимо отметить, что проверочная матрица кода организована таким образом, что вычисления для всех типов кодов стандарта могут быть разбиты на одинаковые независимые группы. Количество групп равно 360. В связи с этим декодер содержит 360 параллельных групп. В каждую группу входит арифметический блок вычисления сообщения в кодовый узел, блок передачи сообщений из кодового узла в информационные и проверочные узлы, а также блок коррекции веса информационного и проверочного узла. Декодер также содержит сдвиговые регистры, табличные генераторы адресов кодовых узлов и величины сдвига. Для всех типов кода структура декодера не меняется за исключением величин генерации адресов и значений сдвигов. В спецификации [2] эти значения приведены в приложениях B и C.

Реализация алгоритма была выполнена на ПЛИС ф.Xilinx архитектуры Virtex5. Структурная схема проекта представлена на рис.1.



Рис.1 Структурная схема LDPC декодера

Здесь могут быть выделены три блока ОЗУ для хранения информационных, проверочных и кодовых узлов, арифметические блоки, сдвиговый элемент (Barrel shifter), а также генераторы адресов и сдвигов. Каждая итерация декодера разбита на три последовательных процедуры: вычисление сообщений от информационных и проверочных узлов к кодовым узлам; вычисление коррекций от кодовых узлов к информационным и проверочным; коррекция весов в информационных и проверочных узлах.

Проект занял 130 BRAM, 37700 Slice LUTs и функционирует при системной частоте 100МГц. Разрядность кодовых узлов равна восьми, разрядность мягких решений от демодулятора равна четырем. При этом обеспечивается выполнение 20 итераций. Характеристики проекта меняются при увеличении разрядности мягких решений демодулятора и узлов, а также при увеличении системной частоты. Необходимо отметить, что увеличение разрядности приводит к быстрому росту проекта, а увеличение системной частоты к нагреву кристалла. Тем не менее, эти значения могут корректироваться исходя из конкретных требований к проекту по вероятностным и конструкторским характеристикам.

Литература

1. R.G. Gallager. Low-Density Parity-Check Codes. M.I.T. Press, Cambridge, Massachusetts, 1963.
   
2. ETSI EN 302 307 v1.1.2. Digital Video Broadcasting (DVB); Second generation framing structure, channel coding and modulation systems for Broadcasting, Interactive Services, News Gathering and other broadband satellite applications. 2006
   
3. ETSI EN 300 421 v.1.1.2. Digital Video Broadcasting (DVB); Frame structure, channel coding and modulation for 11/12 GHz satellite services. 1997
   
4. F. Kienle, T. Brack, N. Wehn. A synthesizable IP Core for DVB-S2 LDPC Code Decoding.